MOSFET应用于不同的开关电源以及电力电子系统，除了部分的应用使用专门的驱动芯片、光耦驱动器或变压器驱动器，大量的应用通常使用PWM IC或其它控制芯片直接驱动。在论述功率MOSFET的开关损耗之前，先讨论一下控制芯片的驱动能力，因为控制芯片的驱动能力直接影响功率MOSFET的开关特性，开关损耗以及工作的可靠性。
1、控制芯片内部Totem图腾柱驱动器
在PWM控制芯片及其它电源控制器的内部，集成了用于驱动功率MOSFET的Totem图腾柱驱动器，最简单的图腾柱驱动器如图1所示，由一个NPN三极管和一个PNP三极管对管组成，有时候也会用一个N沟道MOSFET的一个P沟道MOSFET对管组成，工作原理相同。
(a) 图腾柱驱动器
(b) 图腾柱的等效电路
图1：图腾柱驱动器及等效电路
图1(a)的图腾柱驱动器，当输入信号为高电平时上管导通，其输出为高电平，上管通过电源提供输出电流，通常称为Source电流（源电流），由于上管导通时有导通压降，在一定的电流下对应着一定的电阻，因此这个电阻通常称为上拉电阻Rup。
当图腾柱驱动器的输入信号为低电平时下管导通，将MOSFET的G极（栅极）拉到低电位，此时下管灌入电流，通常称为Sink电流（灌电流），下管导通时有导通压降，在一定的电流下对应着一定的电阻，因此这个电阻通常称为下拉电阻Rdown。
等效的简化电路如图1(b)所示，包括一个上拉电阻Rup和一个下拉电阻Rdown。在实际的应用中，不同的控制芯片内部图腾柱驱动器可能采用不同的形式，如图2所示。UC3842采用二个NPN三极管组成，L6561采用一个NPN三极管和一个N沟道的MOSFET组成。
(a) UC3842图腾柱驱动器
(b) L6561图腾柱驱动器
图2：控制芯片图腾柱驱动器结构
2、控制芯片图腾柱驱动能力
通常控制芯片的驱动能力用源电流或灌电流的大小来表示，那么在这里先提出一个问题：表征驱动能力的源电流或灌电流，到底是连续电流还是脉冲电流？
Intersil的驱动器EL7104
EL7104的数据表中标称的驱动能力为：Source 4A/Sink 4A，给出了在100mA测试条件下驱动器的上拉、下拉的电阻值（典型值和最大值），同时也给出了最小的连续驱动电流值200mA，因此可以得出：4A的驱动电流能力应该为脉冲电流值。后面的峰值电流和电源电压的关系图也说明了这一点。
EL7104的数据表容性负载的驱动特性：延时参数
IR的驱动器IR2110
IR2110数据表中的驱动能力：源电流和灌电流都为2A，测试条件为：Vo=15V，脉冲宽度<10us，后面还给出了驱动电流随温度、驱动电压的变化曲线，但是没有内部压降随驱动电流变化的数据。
TI的PWM控制器UC3842
UC3842分别给出了在20mA、200mA测试条件下驱动器的上拉、下拉的电阻上的压降，有典型值和最小值或最大值。后面的图表列出了在脉冲电流和连续电流条件下，输出电流和压降的关系，数据最全。
凌利尔特PWM控制器LTC3850/LT1619
LTC3850电流模式双路PWM控制器，给了驱动器的上拉、下拉的电阻值（典型值），没有列出测试的条件。
LT1619电流模式PWM控制器，分别给出了在20mA、200mA测试条件下驱动器的上拉、下拉的电阻上的压降，有典型值和最小值或最大值。
测试电流有20mA时，VRup=0.35V，Rup=17.5Ohm；VRdown=0.1V，Rdown =5Ohm。
测试电流有200mA时，VRup=1.2V，Rup=6Ohm；VRdown=0.5V，Rdown =2.5Ohm。
从计算的结果可以得到：测试的电流越大，压降也越大，但压降和电流并不是线性的关系，这也容易理解：因为上拉和下拉电阻是等效的驱动器上管和下管的导通压降，其电流和导通压降并不是线性关系。
安森美PFC控制器NCP1602/ NCP1608
NCP1602的驱动器，数据表中的驱动特性为：Source 500mA/Sink 800mA，测试的条件为200mA。
NCP1608的驱动器，数据表中的驱动特性为：Source 500mA/Sink 800mA，测试的条件为100mA。
二个芯片的测试条件不同，那么，NCP1608和NCP1602，哪一个的驱动能力更强呢？
3、理解控制的驱动能力
虽然许多驱动器给出了一定的容性负载条件下的上升、下降延时时间，在实际的应用中，MOSFET具有内部的栅极电阻或外部串联栅极电阻，同时MSOFET在开关过程中不完全是一个理想的电容，会经过米勒平台区域，因此，实际的延时时间将会产生非常大的差异，数据表中的延时值只具有相当有限的参考意义。
功率MOSFET在开关过程中，在米勒平台线性区，由于VGS保持不变，相当于使用恒流源进行驱动，其它的时间段，使用恒压源进行驱动。VGS电压变化时，和时间成指数关系改变。
在VGS电压和时间成指数关系变化的时间段，控制芯片驱动器的电流并不是恒流源，那么对应的上拉、下拉电阻也随着电流的变化而变化，上拉、下拉电阻不固定，就不容易计算相应的时间以及相应的开关损耗。很多文献使用数据表中推荐的上拉、下拉电阻的典型值来计算开关损耗，从上面的分析过程可以知道：不同的芯片、不同的公司，所用的测试条件并不相同，使用数据表中推荐的上拉、下拉电阻的典型值，并不满足实际应用的条件。
建议根据实际应用过程中米勒平台的驱动电流值，选择或计算出相应的上拉、下拉电阻值作为计算开关损耗的基准，使用典型值。因为在开关过程中米勒平台的时间占主导，使用这个基准所产生的误差并不大。然后再用比例系数校核在最大的上拉、下拉电阻值时最大的开关损耗，这样就可以知道开关损耗波动的范围，从而保证系统的效率和MOSFET的温升在设计要求的规范内。
许多公司新一代的芯片有时候并没有标出上述驱动器的参数，这是因为相比于上一代，为了降低成本，必须降低器件的硅片的面积。在PWM及电源控制器中，相关的数字逻辑、基准运放所占的硅片的面积为必须功能，流过它们的电流也比较小，因此减小硅片面积的空间不大。内部的图腾驱动器由于流过较大电流，要占用较大的硅片面积，这一部分对芯片的功能影响不明显，因此降低成本最直接的方法就是减小内部图腾驱动器的硅片面积，也就是降低驱动能力，这样导致上拉、下拉的电阻增加，相应的压降也会增加。
因此对于没有标出内部驱动器的驱动参数的芯片，使用时要根据外面驱动的功率MOSFET的特性校核开关过程，要特别小心，必要的时候，使用对管组成外部的图腾驱动器，以增强驱动的能力。
文章来源：融创芯城
控制芯片的驱动能力对于一款电源的设计相当关键。
看到這一篇, 就知道工程師對驅動蕊片根本不了解...扇出電流最大的影響並不是對MOSFET的關係, 而是對蕊片的影響, 怎說呢?
SOT23-6 PWM蕊片可不可以推到150W, 答案是可以, 如果將PWM輸出直接不裝限流電阻而推動MOSFET, 依然可以得到很好的效果, 但是必須犧牲PWM的損耗, 與PWM的熱...........
Driver , 當做在IC內部的功率元件其特性並不如外掛元件, 主要是飽和電壓會與扇出電流及吸入電流成正比
舉個例子: 內部圖騰柱扇出200mA, 當扇出在100mA時, 元件飽和壓降可能為2V, 當扇出200mA時, 飽和電壓為3.5V, 吸入電流為100mA時, 元件飽和電壓可能1.5V, 當吸入電流為200mA時, 可能為3V......
當元件外掛時, 以電晶體為例, 不管扇出或吸入為100mA或200mA, 其飽和電壓都是0.3V
這時問題來了, 當輸入PWM VCC為12V, 則因為大推動電流使飽和電壓為3V, 則High 最高位準將為12V-3V = 9V, 而9V可讓MOSFET導通麼? 當然可以...
而吸入電壓達3V時, 可以讓MOSFET截止麼?當然也可以, 但此時外加PNP做快速放電是無效的, 因為它的路徑是與吸入功率元件串聯..
此時你將會發現PWM功率端會因為 I*V 的乘積使PWM發熱................
之前我記的板上有一帖, 懷疑PWM扇出800mA而為何使用500mA電晶體作外掛, 這不是等於降功率?.....其實你只要細算, 800mA的飽和電壓與電流乘積
相較於外掛元件的電壓電流乘積, 你會發現外掛是較小的, 所以不會熱..........
再者, 內部Driver 通常帶有穩壓管做箝位, 當Vcc上升到25V時, 若沒有箝位, 則代表在扇出電流小的時候, Hight 電位將達到VCC位準, 因此可能會造成VGS損壞, 因此必須做箝位, 只是箝位電壓每一家不同, 但是都介於15V - 22V之間, 所以此時連穩壓管都會熱.......
因此判斷驅動能力好壞, 必須以SPEC " OUT High-Level" 飽和電壓與"OUT Low-Level" 飽和電壓為基準, 驅動電流為參考..................
基于DWR框架和反向AJAX的Web监控系统开发采用DWR框架和反向AJAX，结合Java多线程技术和Siemens Simatic S7-400 PLC TCP/IP通讯模块CP243-1 IT，开发了新的Web监控系统，并应用在供热公司供热管路 物联网与三网融合引领新一代信息技术 在步入3G以及物联网的时代，广东广州亚运会是一届数字化、网络化程度最高的亚运会， 云计算技术 三网融合技术 物联网技术 等当前备受关注的新一代信息技术也都应用其中。毫无疑问，新一代信息技术已经广泛渗 小基站部署中的非视距微波回传方案
当前微波已是移动回传中的主要传输介质，但应用仍局限在在视距（LOS）条件下。在环境杂乱的都市中部署小基站更需要支持接近和完全非视距的场景。
非视距的应用已被无
|
在线客服1号