当运算放大器采用双通道反馈回路时，有一种异常重要的情况需要避免，那就是“BIG NOT”。如图 10.31 所示，存在能够产生反馈回路的运算放大器电路（反馈回路导致了 BIG NOT），这可从包括有效 1/β 斜坡（从 +20db/decade 骤变为 –20dB/decade）的最终 1/β 曲线中看出。这种快速变化意味着在 1/β 曲线中存在复共扼极点，因此，也意味着在环路增益曲线中存在复共扼零点。当处于复合零点/复合极点的频率时，复合零点和极点产生了 ±90 度的相移。同时，在复合零点/复合极点附近的相位斜坡在频率发生位置的窄频带，可在 ±90 度至 ±180 度之间变化。出现复合零点/复合极点将在闭环运算放大器响应中导致增益的骤增。这种现象会造成负面的影响，尤其是对于功率运算放大器电路而言，更是如此。 
点击看原图 图 10.32 以图表的形式创建 BIG NOT 让我们回到图 10.17 OPA177 Aol 曲线上的 FB#1 和 FB#2 标绘点，只要改变如图 10.32 所示的 fza 的位置，就可轻而易举的创建 BIG NOT。在 fcl 处，按照以往接近速率的情况，显示这种电路的运行是稳定的——但是，果真如此么？ 在图 10.33 中，我们改变了同时用于分析 FB#1 和 FB#2 的 Tina SPICE 电路，以创建如图 10.32 所示的 BIG NOT。将 CF 由 82nF 调整为 220pF，以便于将 fza 移到所需的 BIG NOT 创建位置。 
点击看原图 图 10.33 环路增益分析电路：BIG NOT 
点击看原图 图 10.34 1/b曲线：BIG NOT BIG NOT 的 1/b曲线与OPA177 Aol 曲线一起在图 10.34 中标绘出来。在 fcl 处，出现了 20dB/decade 的接近速率。但是，请注意在 BIG NOT 1/b曲线中，斜率有一个急剧的变化——从+20dB/decade 变为 –20dB/decade。然而，这种 1/b曲线的急剧变化并非是一件好事，为此，我们应质疑这种电路的稳定性。 图 10.35 中 BIG NOT 电路的环路增益曲线表明相移几乎达到了 180 度（当频率为 1.034kHz时，大于 167 度），这意味着当频率为 1.034kHz 时，我们仅与 180 度的相移相距约 13 度。同时，请注意观察在这同一区域，环路增益是如何向下朝着零点环路增益急剧形成尖峰的。同样，在 fcl 处，有着充足的相位裕度。但是，我们还是会问，这种电路运行稳定么？ 
点击看原图 图 10.35 环路增益分析：BIG NOT 于是，假设我们在稳定性分析技巧方面毫无经验（事实上并非如此），接着构建这款 BIG NOT 电路。我们期望了解实际应用中的瞬态稳定性会是如何开展的。通过图 10.36 中的 Tina SPICE 电路，我电感器参数们可以看到，如果我们将该 BIG NOT 电路投入量产，再将其投入实际的应用中，会产生什么结果呢？ 
点击看原图 图 10.36 瞬态稳定性测试电路：BIG NOT 千万不要告诉您的上司，我们将该电路投入了量产，否则情况会更糟糕。客户收到您发送的、内置这种电路的设备后，发现有时向电路供电或当其他负载突然馈入该参考缓冲电路时，会出现奇怪和间歇性的问题。这是更新我们的历史参数的适当时候吗？尽管该电路不是振荡器，但是，如图 10.37 所示来自瞬态稳定性测试中过度的振铃和很长的建立时间意味着电路处于稳定的边缘上。根据 BIG NOT 出现的位置，振动器振铃的持续时间和振幅更容易变得比本例所述的情况还糟。从电路板和系统层面来考虑，我们将这种电路定义为“不稳定”，尤其是当我们的分析工作未涵盖实际应用中的寄生效应时，情况更是如此（这些寄生效应出现在 PCB 布局、组件容差、运算放大器参数容差以及组件和运算放大器参数的温度变化等方面）。令人感到欣慰的是，我们只将该电路投入“虚拟”的量产，而相应的将我们的具有双通道反馈的 RISO 应用到即将投入实际使用的电路。
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