摘要：本文针对传统基准电压的低PSR以及低输出电压的问题，通过采用LDO与带隙基准的混合设计，并且采用BCD工艺，得到了一种可以输出较高参考电压的高PSR(电源抑制)带隙基准。此带隙基准的1．186电感生产 V输出电压在低频时PSR为-145 dB，在0～1GHz频带内，最高PSR为-36 dB。在-50～150℃内，1．186 V基准的温漂为7．5ppm／℃。
关键词：电源抑制；级联；带隙基准；低压差线性稳压器；温度系数
电子镇流器的供电方式为半桥输出接稳压管给芯片供电，其输出电压为高压正弦波(50～100 kHz)，加之芯片内数字部分的干扰，这就给芯片的电源带来较大的干扰。因此对芯片内基准的中频PSR(Power Supply Rejection，电源抑制)有较大要求。本文从此角度在Brokaw带隙基准的基础上进行改进，采用LDO与基准的级联设计来增加其PSR。
1 电路结构
1．1 基准核心
目前的基准核心可以有多种实现方案：混合电阻，Buck voltage transfer cell，但是修调复杂，不宜工业化。本设计采用Brokaw基准核心，其较易实现高压基准输出，并且其温漂、PSR及启动特性均较好。本文采用的改进的Brokaw基准核心的结构如图1所示。
对此核心的分析：
三极管的输出电流公式：
其中I是三极管射极电流，Is与射极面积成正比，n为一常数，取1。这里，取VQC2：VQC1=8：1，因此Is2=8xIs1，又I1=0603电感I2，分别代入(1)并相除，整理得：
其中Vbe1是负温度系数，Vt是正温度系数，RC2与RC1是同类电阻，温度系数相抵消，选择合理的RC2／RC1，就可以得到一阶补偿为0的基准电压，可以很好的满足本芯片的要求。
在电流镜的选取上，采用威尔逊电流镜，精度高，不需外加偏置电路，因此电源抑制比较高。输出管采用mos管，对VQC5、VQC1支路电路影响小。通过增加MC1，使VQC2和VQC1的集电极电位相近，减小误差。
产生的Vref为4．75 V，在放大电压的同时，PSR、温漂均放大了4倍，即PSR升高了12 dB(在随后的仿真波形中可以看到)。
1．2 LDO
LDO在低频时的PSR主要取决于运放的增益，为此选择折叠共源共栅电路。此LDO电路基于文献中的电路修改，如图2所示，并采用PS大功率电感贴片电感器R高的偏置生成电路。
1. 3 启动电路
Brokaw核心本身存在0状态，VQC5基极为高电平，VQC2、VQC1基极为低电平，因此引入如图3的启动电路。
图3中右下角即为启动电路。对于常规Brokaw基准，当VQC2基极电压低于启动电压时，VQCS2将VQC5基极电压拉低VQC2基极电压拉高，使电路启动，所以VQCS2仅需很小的基极电流就可以使电路启动。
但是，由于本设计采用LDO供电，而LDO的参考电压是bg，存在死循环，即bg低，则LDO低，所以基准核心的VQC5无法给VQCS2提供电流，也就无法提高VQC2的电压即bg，因此需要外界提供大电流bias-start，使得当LDO无法启动基准核心时，此电流可以足够大，在RC4上产生的压降使bg达到足够大，继而LDO达到使基准核心启动所需的最低电压，从而使电路进入自动修正状态，最终使bg和ref达到指定电压。
这样虽然能启动，但是，正常工作时，此大启动电电感器生产厂家流bias-start将通过VQCS1和VQCS3流向地，增加了系统的负担。因此，在电流输出管MB3下加入控制管MBC，并使得在正常工作时，LDO的高电压足以使MBC关断，从而降低启动电共模电感路的损耗。
2 仿真与分析
本次设计的仿真基于ASMC的1 μm的高压BCD工艺。
2．1 启动仿真
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