式中：um为整流器交流侧输出三相电压α，β分量；ψm为电网虚拟磁链的α，β分量。
令 ，按虚拟磁链定向时，定向角可为θ=tan-1(ψβ／ψα)，据此进行坐标变换，得到d轴虚拟磁链定向的同步旋转坐标系统，从而实现无电网电压传感器的矢量控制，其坐标变换关系如图3所示。
在估计磁链时采用纯积分环节，积分初值问题将会造成观测磁链的偏差，从而影响电流反馈的真实性和电压空间矢量施加的准确性。因此在计算虚拟磁链时，采用三个一阶低通滤波器代替纯积分环节，以消除积分直流偏置影响，虚拟磁链观测器原理如图4所示。
5 三电平PWM整流器控制系统
此处采用基于电网虚拟磁链定向矢量控制策略，辅以整流器前馈解耦，采电感器厂家取电压外环、电流内环的双闭环控制，并利用两相电流和桥臂开关信号估计出虚拟磁链矢量位置角θ，据此进行坐标变换，实现无电网电压传感器的矢量控制，图5示出控制框图。系统控制目标为：维持直流母线电压恒定且有良好的动态响应，确保网侧输入电流正弦，功率因数为1。
在控制系统中，由于磁链定向角滞后电压定向角π／2，所以q轴差模电感器电流分量iq为有功电流，d轴电流分量id为无功电流；外环为直流电压闭环，输出有功电流给定 ，在功率因数为1的要求下，令d轴电流给定 分别与对应的反馈值id，iq比较后，经PI调节与前馈解耦补偿后，即可获得交流侧的指模压电感令电压 ，由此再经α，β坐标变换后进行SVPWM，产生驱动信号实现对网侧三电平整流器的控制。
6 实验研究
采用上述控制策略，以TMS320F2812型DSP为主控制器，搭建了容量为1．5 MW的双三电平变频调速平台，以双馈绕线电机作为逆变器负载，模拟有源及无源负载效应，对基于虚拟磁链定向的三电平整流器系统进行实验研究。整流器交流侧电源线电压为660V，进线电抗为0．6 mH，直流母线电容为7 mH，开关频率为2 kHz。图6示出系统硬件结构示意图。
图7a示出三电平整流插件电感器运行在负载突变状态时的波形，即电网相电压ua，相电流ia，Uup，Udn及中性点电压Um；图7b，c示出三电平整流器运行在整流与逆变状态时的波形。测试结果采用标幺值处理，电压基值为540V，电流基值为350。
该系统控制运行在单位功率因数下，由图7可知，系统运行时的功率因数较高，交流侧a相电压及电流的正弦度较好，在负载跃变时跟随性较好，具有较强的抗扰动能力，且谐波畸变率较低，并对直流母线电压具有良好的控制效果。
7 结论
分析了铁芯电感三电平PWM整流器原理及其数学模型，采用三电平SVPWM简化算法，将传统两电平电压空间矢量控制算法应用于三电平中，并结合一种新颖的虚拟磁链观测器，对三电平PWM整流器基于虚拟磁链定向的无电网电压传感器矢量控制策略进行实验研究。由实验可知，该整流器在省去电网电压传感器的情况下，系统可很好的稳定直流母线电压，提高整流器功率因数，并具有较好的动静态控制特性，其在双三电平控制系统中取得良好的运行效果，具有很好的应有前景。
急，求救，UC2842不断重启
上电后电源没有输出，测量UC2842的7脚，是12V到16V之间的来回浮动，是锯齿波。测量8脚，有是5V电压和0V来回跳动。6脚有占空比输出，说明芯片没问题，量8脚有是5V电压和0V来回跳动，说 基于CORTEX-M3和CAN的印染机同步控制系统摘要：为了增加印染联合机的性能，同时实现印染联合机同步控制系统的简单化，在此采用基于CORTEX-M3内核和CAN总线的印染联合机同步控制系统。在设备选型上面放弃了以往PC机当作总控制器的设计，而是采 SIC MOS 双脉冲驱动波形电压跌落 在用Cree的驱动板和SIC MOS做双脉冲实验室，采用典型的双脉冲波形，不加主电，单独检测驱动波形时，驱动正常，如图1所示。然后添加主电，同时观察了驱动波形和功率管两端电压波形，出现
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