过去，任意波形发生器最棘手的部分是输出级的设计。 典型信号发生器的输出范围在 25 mV 到 5 V 之间。 为了驱动一个 50 Ω 的负载，传统设计采用高性能分立式器件，并联大量集成器件，或者成本昂贵的 ASIC，而要构造出稳定且可编程范围较宽的高性能输出级，设计师往往要投入无数小时的时间。 现在，技术进步带来的放大器可以驱动这些负载，降低输出级的复杂性，同时还能减少成本、缩短上市时间。  图 1. 典型信号发生器模型在使用通用信号发生器时，先输入一个频率，然后按下一个按钮，最后仪器产生一个新的频率。
接下来，输入所需输出功率，再按下另一个按钮。 在切换内部网络、调整输出电平时，继电器发出咔哒声。 这种非连续运行模式是补偿宽可编程范围缺失问题的必要条件。 本文提出一种新的架构，它可以解决输出级设计中的一半问题。 克服这个前端设计挑战的两个关键组件是：提供高速、高电压和高输出电流的高性能输出级；以及带连续线性 dB 调谐的可变增益放大器(VGA)。 这种设计以 20MHz 的性能为目标，幅度为 22.4 V(+39 dBm)，负载为 50 Ω。  图 2. 更小、更简单的信号发生器输出级新型紧凑式输出级初始信号可能来自数模转换器(DAC)以产生复杂波形，也可能来自直接数字频率合成(DDS)器件以产生正弦波。
任一情况下，其规格和功率调整能力都可能达不到理想状态。 第一个要求是用 VGA 提供衰减或增益。 但许多 VGA 提供的增益是有限的，往往不足以在本应用中发挥作用。 如果 VGA 的输出可以设为目标电平，则无论输入为何，都可以强制输出已知幅度。 例如，如果所需输出幅度为 2 V，且功率输出级的增益为 10，则 VGA 的输出幅度应调节至 0.2 V。 当输出级设计正确时，输出幅度最终由 VGA 输出设定。 不幸的是，多数 VGA 因可编程范围有限而成了瓶颈问题。 AD8330 是实现 50 dB 范围的首款 VGA，但 AD8338 则树立了新的标杆，这款新型低功耗 VGA 拥有高达 80 dB 的可编程范围。 典型的高品质信号发生器的输出幅度范围为 25 mV 至 5 V。 高达 46 dB 的可调范围超过了市面上多数现有 VGA 的能力范围。 理想条件下，经典信号发生器的输出幅度可能为 0.5 mV 至 5 V，无需使用继电器或开关网络。 满量程连续可调，不存在开关和继电器的非连续性问题。 另外，不用继电器还可以延长仪器寿命，提高系统可靠性。 现代 DAC 和 DDS 器件一般搭载差分输出，要求设计师使用一个变压器，用单端连接损失一半信号，或者添加一个差分转单端转换器。 AD8338 具有天然的适用性，提供全差分接口，如图 3 所示。 对于正弦波应用，用 DDS 取代 DAC。  图 3. 把 DAC 连接至 AD8338 的网络示例AD8338 的一个主要特点是灵活的输入级。
作为一款输入 VGA，它通过 ADI 研究员 Barrie Gilbert 发明的"H-amp"拓扑结构来控制输入电流。 该设计用反馈来平衡输入电流，同时使内部节点电压维持于 1.5 V。 正常条件下，使用 500 Ω 输入电阻，最大 1.5 V 输入信号会产生 3 mA 的电流。 如果输入幅度较大，比如 15 V，则将一个较大的电阻连接至"直接"输入引脚。 该电阻的大小必须合适，以得到相同的 3 mA 电流： (1)单端 15 V 信号将以差分方式输出 1.141 V。 此时，最小增益条件下，AD8338 提供 28.4 dB 衰减，因此，最大可能增益为+51.6 dB。 作为一种低功耗器件，在 1 kΩ 负载条件下，典型输出摆幅为 1.5 V。 输入 VGA 的功率必须满足以下条件：其总增益范围在不同设定点周围。 首先，确定信号发生器产生最大输出需要的输出电平。 许多商用发生器为 50 Ω 负载（正弦波）只提供 250 mW rms (+24 dBm)的最大输出功率。 这无法满足需要更多输出功率的应用需求，比如测试高输出高频放大器、超声脉冲发生等。 电流反馈放大器(CFA)技术的进步意味着，这不再是个问题。 ADA4870CFA 可以用±20 V 电源驱动 1 A（17 V）。 对于正弦波，可以在满负载条件下输出最高 23 MHz 的频率，使其成为新一代通用任意波形 / 信号发生器的理想前端驱动器。 对于反射敏感型 50 Ω 系统来说，ADA4870 要求一些无源器件使源阻抗与 50 Ω 负载相匹配：一个阻性焊盘和一个 1.5:1 RF 自动变压器。 在 1 V 裕量条件下，当放大器有效负载为 16 Ω 时，可取得 8 W 峰值功率。 另外，如果反射不构成问题，则可移除阻性焊盘，并用匝数比为 0.77:1 的变压器代替自动变压器。 无阻性焊盘地，输出功率增至 16 W 峰值（28.3 V 幅度）。  图 4. ADA4870 驱动 16 Ω（增益= 10）时的基本连接为优化输出信号摆幅，我们将 ADA4870 的增益倍数配置为 10，因此，所需输入幅度为 1.6 V。
ADA4870 有一个单端输入，AD8338 有一个差分输出，因此，AD8130 差分接收放大器及其 270 MHz 增益带宽积和 1090 V/μs 压摆率可同时提供差分至单端转换和所需增益。 AD8338 的输出限制为±1.0 V，因此，AD8130 必须提供 1.6 V/V 的中间增益。 组合起来时，三个器件形成一个完整的信号发生器输出级。  图 5. 信号发生器输出级完成整个设计还需要最后两个步骤：配置输入网络以实现最大输入信号和抗混叠，设计输出网络以实现阻抗转换。
AD8338 输入网络对于该设计，差分输出幅度为±1.0 V。 在工厂默认设置、内部 500 Ω电阻和最大增益条件下，输入幅度一定是 100 μV。 通过向直接输入引脚增加电阻，设计师可以调节该要求。 由输入电阻决定的增益范围为： (2)在各输入端使用 40.2 kΩ 的电阻，可以在噪声功率与输入衰减之间 实现良好平衡。 当 VGAIN = 1.1 V（最大增益）时，增益为： (3)此时，差分输入只需为 21 mV。 当 VGAIN = 0.1 V 时，增益为： (4)对于相同的 21 mV 输入，输出约为 100 μV。 考虑 AD8130 和 ADA4870 的总增益，约为 24.1 dB，ADA4870 的输出幅度范围为 1.6 mV 至 16 V。 在阻性焊盘和自动变压器之后，输出端的电压将在 2 mV 到 20 V 之间。 把 AD8338 连接至 DDS 等器件，要求考虑抗混叠和输入衰减。 例如，差分输出 AD9834CDDS 要求 200 Ω 电阻接地，以实现正确的摆幅。 每个输出只会产生一半的正弦波信号，如图 6 所示。 每个输出峰值为 0.6 V，使得有效输入为±0.6 V，所需衰减为 26 dB。 在使用 200 Ω 电阻时，通过构建简单的电阻分压器，可以轻松实现衰减。 由于信号摆幅并不统一，因此，信号峰值应该会达到预期衰减值。  图 6. 9834C IIOUT 和 IIOUT 的输出摆幅。
未显示混叠伪像 (5)使用标准的 6.98 Ω 和 191 Ω 电阻值，结果会产生 0.7%的误差。 最后，需要一定的抗混叠处理。 在 75-MSPS 采样速率下，奈奎斯特速率输出为 37.5 MHz，超过了该设计的 20 MHz 带宽。 将抗混叠极点设为 20 MHz，则所需电容为： (6)这是一个标准值，因此，完整的输入网络如图 7 所示： 图 7. DDS + 衰减和滤波器网络 + AD8338构建该级并进行测量。 总体变化在±0.6 dB 之内，如图 8 所示。  图 8. AD8338 配置的计算所得增益和实测增益ADA4870 输出级在单端输出由 AD8130 提供的情况下，ADA4870 将执行最终 10 倍增益。
设置该增益需要两个电阻，无外部补偿情况下，该级很稳定。 未完成的唯一工作是调整输出网络，以满足应用需求。 有三种通用实现方案：1. 从放大器直接输出至 50 Ω2. 填充自动变压器输出至 50 Ω3. 未填充自动变压器输出至 50 Ω对于直接输出，放大器输出直接连接输出连接器，无需用任何网络来转换源，如图 9 所示。 这种方法是真直流连接源的完美选择，虽然不能发挥出器件的全部潜力，但仍然比典型信号发生器的 10 V 输出幅度要好得多。 在这种情况下，最大峰值功率为 5.12 W。  图 9. 直接输出驱动连接对于焊盘式设计，16 Ω 负载在一个 8 Ω 的串联焊盘与经滤波处理的 1.5:1 自动变压器之间分配，如图 10 所示。
在该模式下，由于设计具有低阻抗特性，因此，设计师使用的电感值可以比用于 50 Ω设计的电感小 6.25 倍。 低通滤波器和自动变压器把 8 Ω 有效源阻抗转换成匹配良好的 50 Ω 负载。 这种设计方法的总峰值输出功率为 8 W，最适合需要 50 Ω 匹配源的应用，在这类应用中，反射可能成为一个问题，比如，传输线路较长时。  图 10. 焊盘式输出设计的 ADA4870 连接在目标频段内，对于任何反射， 输入阻抗均表现为 50 Ω最后一个选项，也可能是信号发生器最有用的选项，不使用 8 Ω焊盘，而且输出功率提高了一倍。
我们仍然建议使用 LC 阶梯式滤波器，如图 11 所示，但阶梯值比用于 50 Ω 系统（设计的标称阻抗为 16 Ω）的值小 3.125 倍。 在这种情况下，自动变压器使用的匝数比为 0.77:1。 该模式下，峰值正弦波输出幅度为 28.3 V，ADA4870 将驱动约 16 W 至 50 Ω 负载（8 W rms 或 39 dBm）。  图 11. 用于驱动 50 Ω 负载的最佳功率输出连接整体解决方案在现实世界中，如果与真实世界不相符，仿真和等式毫无意义。
因此，有必要构建一个完整的系统，基于预期值测量其性能。 图 12 所示为一种实际焊盘式输出设计的原理图。  图 12. 完整的简化原理图图 13 所示为无滤波器条件下的实测结果。
系统增益一致性误差为±1 dB，最差条件下输出功率高达 2.75 W rms（5.5 W 峰值）（P1dB 压缩点，34 dBm）。 值得注意的是，总增益范围超过 62 dB，范围比许多标准发生器多 16 dB。  图 13. 焊盘式、未滤波输出功率结果。
无滤波器时，系统在 36 dBm 时出 现一个 P1dB 点。 FTEST = 14.0956 MHz增益范围可通过改善 DDS 输出端滤波机制以及降低系统噪声的方式提高。 图 14 所示为采用滤波器时的相同测量值。 滤波输出不存在同样的 P1dB 问题，结果将满量程+36 dBm 输出转换成 50 Ω负载。 总增益线性度更佳(≤0.65 dB)，误差仅出现在中间电平周围。  图 14. 5 阶低通滤波器的实测输出(fc = 20 MHz)。
FTEST = 14.0956 MHz如果具体运行模式需要甚至更高的输出功率，则针对给定应用，可以将多个输出放大用于驱动专业变压器。 或者，可以将这里描述的设计方法用于电源较低的系统，但这些方法必须符合替代设计的限制要求。 注意，受累积输入衰减和增益误差影响，测量上限止于 VGAIN =0.9375 V。 通过调整初始衰减网络，充分考虑总系统误差，可以解决这个问题。 校正后，总系统增益范围将增至 74 dB。 结论配合高性能 VGA 使用高性能、高输出 CFA，可以为新一代信号发生器构建出一种简单前端。 这些器件的高度集成可以降低 PCB 电路板的总面积和成本。 要获得更多功能，可以在闭环反馈系统中使用 AD8310 等对数放大器。 增加对数放大器后，配合 AD9834C 等 DDS，设计师可以集成各种形式的包络调制，如频移键控(FSK)、开关键控(OOK)和相移键控(PSK)，将其作为一项内在功能；通过创造性地使用两个基本模块，实现不尽其数的选项。
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规则一
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