一种变压器隔离驱动电路

一般简单的变压器隔离驱动电路如图1

图1简单变压器隔离驱动电路

这种驱动有几个缺点如占空比调节范围不可以很宽、输出幅值受占空比影响、电路损耗随占空比变化等。后来有了一些改进版本似乎解决了部分问题，不过这种类型的驱动在设计上应当有些难度。这里将探讨一种可以解决原有驱动的所以缺点并且在设计上很简单的一种变压器隔离驱动电路。

在变压器隔离驱动中所以的问题都源自于正激变压器中的励磁电感，这个励磁电感不能无限大那么就一定会储能那么就需要能的释放（磁复位），这个磁能释放过程导致了这种隔离驱动电路的诸多问题。在我们通常的正激变压器中为了实现磁复位会加一些限制比如占空比不能超过50%（复位绕组等于初级绕组时），当我们用于驱动时我们期望占空比的变化范围可以是0~100%，同时还要满足可靠的磁复位那么如何解决这一矛盾？

解决这一矛盾的方法就是既要满足不大于50%的占空比又要满足100%的占空比，如何实现？我用的方法是调制，用两个驱动信号一个为正常的PWM信号（0~100%）另一个为频率略高于PWM信号占空比固定为50%的信号，将这两个信号采用“与”的方式调制在一起。电路采用的是“正激拓扑”（无输出滤波电感），这种拓扑没办法实现零或者负电压所以驱动电路里用了两路，一路充电一路放电。见图2一种变压器隔离驱动

图2一种变压器隔离驱动

在这个电路中Kon和Koff信号都是占空比不大于50%叠加有PWM信号的调制波，由于电路有复位绕组励磁电流会自动复位，在输出端所接的MOS管栅极等效为一个电容，这个电容有解调的作用可以将PWM信号波从调制波里复原出来。见图3的仿真结果

图3变压器格力驱动仿真波形

见图3，PWM信号与K1信号相与调制出Kon和Koff信号，经过栅极电容的解调栅极驱动电压几乎被无损的还原回来。图2中的电阻R1是充电限流电阻其效果在图3的栅极驱动电压波形上升沿体现，电阻R2是放电限流电阻，这两个电阻直接影响开关速度及驱动波形。

在图3中励磁电感电流在每个K1信号周期都能够自动的复位，从而解决了磁复位对电路的影响。

这种驱动电路在设计上比正激变换器还要简单（没有滤波电感），其中K1信号的频率选取原则是其开关周期小于PWM或者PFM中的最小开关周期即可，但是会有信号延迟的概率所以K1频率越高越好这样输出驱动波形延迟概率就越小，后续将会有另一种K1信号发生方式不需要高的K1频率。

在图3中PWM信号和K1信号属于异步信号换句话说就是两者没有什么关联，那么就会发生K1信号本该是高电平的时候实际却是低电平的情况结果是造成驱动波形的延后。解决方法是把异步换成同步，见图4

图4K信号同步驱动波形

图4中的K11信号由PWM上升沿触发占空比为50%，此信号同PWM相与得到Kon信号。K22信号由PWM下降沿触发占空比为50%，此信号同/PWM信号相与得到Koff信号。采用同步的方式就解决了随机延迟问题，K信号的频率或大或小都没有问题只要不低于PWM的最大频率就可以。图4中的二极管D1的充电电流是很窄的一个小尖峰这是变压器次级电压通过限流电阻对栅极电容的充电波形，图中这个电流波形在每个PWM周期中只有一次，说明在Kon信号到来后栅极驱动电压瞬间就达到设定值并不受Kon信号的限制，而后面的Kon信号也没起到多大作用（如果栅极电压有下降趋势后级Kon信号可以维持这个电压不变）。

再来一张K信号频率稍高的图

图5 K信号频率较高的波形

图6占空比2%

图7占空比98%

不错的电路，不知道驱动损耗有多大，在实际应用中不知道性价比可否与MOSFET驱动IC可比。

你好，我刚接触开关电源，请问采用这种变压器隔离驱动MOS，它的变压器设计方法是不是按照脉冲变压器的设计方法来做。

另外，我看过一种在变压器次级接串接一个电容，是不是可以解决输出幅值随占空比改变这一设计难点。

在原电路的基础上做了些改进实现了对半桥电路的驱动，改进后的电路如下

图8半桥隔离驱动

图9的半桥驱动相对于图2就是在输出多增加了一路，其中信号发生器电路如下

图9 信号发生电路

对于单片机控制的电源，图9的信号发生电路可参考下面代码

k11=1;k22=1;

while(1)

{

if(pwm==1) // 输入PWM信号为高电平

{ k22=1; j=0;

if(++i>100) // 延时程序，100根据实际情况选取

{

i=0; k11=!k11; // 50%占空比K信号

}

}

else

if(pwm==0) // 输入PWM信号为低电平

{ k11=1; i=0;

if(++j>100)

{

j=0; k22=!k22

}

}

Kon=pwm&k11; // 输出Kon信号

Koff=(!pwm)&k22;// 输出Koff信号

//delay_us();}

对于半桥这种类型的电路要确保上下管不直通，如果发生了直通轻则损耗增大重则炸管。针对这一问题一般都是增加一段死区时间先确定上下俩管都关闭后再开启其中一个管子，在死区时间内电流是通过MOS管的体二极管导通的效率会受影响尤其是在低压大电流的场合，所以死区时间应尽量的短。

无论多快速的开关在开关的瞬间都是不能突变的，如果将时间轴拉长在这极短的瞬间也可以看作为线性区，如果死区时间控制在这线性区内电路的效率将会最高。由于这段时间非常的短如果上下管分两路独立控制那么几乎是不可能实现的，通过变压器的统一控制可以解决这个问题。见下面的仿真图

图10半桥隔离驱动波形

通过变压器的统一控制可使上下管驱动波形十分对称，实际应用时可增加一点死区时间以确保电路的可靠性，一种方法是通过增大电子R1使上升沿变缓，仿真波形如下

图11加入死区时间的半桥隔离驱动波形

如图11的驱动波形可以保证半桥电路在不直通的前提下使死区时间最短效率最高。

这里的半桥电路也可换成同步整流电路（如Boost电路）那么这个隔离驱动就可用于同步整流的控制实现最高效的同步整流。

偶然看到一款集成芯片也是采用调制思想实现的隔离驱动电路。

图12集成芯片UC3724/3725构成的驱动电路

电路构成如图12所示。其中UC3724用来产生高频载波信号，载波频率由电容CT和电阻RT决定。一般载波频率小于600kHz，4脚和6脚两端产生高频调制波，经高频小磁环变压器隔离后送到UC3725芯片7、8两脚经UC3725进行调制后得到驱动信号，UC3725内部有一肖特基整流桥同时将7、8脚的高频调制波整流成一直流电压供驱动所需功率。一般来说载波频率越高驱动延时越小，但太高抗干扰变差；隔离变压器磁化电感越大磁化电流越小，UC3724发热越少，但太大使匝数增多导致寄生参数影响变大，同样会使抗干扰能力降低。根据实验数据得出：对于开关频率小于100kHz的信号一般取（400～500）kHz载波频率较好，变压器选用较高磁导如5K、7K等高频环形磁芯，其原边磁化电感小于约1毫亨左右为好。这种驱动电路仅适合于信号频率小于100kHz的场合，因信号频率相对载波频率太高的话，相对延时太多，且所需驱动功率增大，UC3724和UC3725芯片发热温升较高，故100kHz以上开关频率仅对较小极电容的MOSFET才可以。对于1kVA左右开关频率小于100kHz的场合，它是一种良好的驱动电路。该电路具有以下特点：单电源工作，控制信号与驱动实现隔离，结构简单尺寸较小，尤其适用于占空比变化不确定或信号频率也变化的场合。

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